序論：寫作是一種深度的自我表達。它要求我們深入探索自己的思想和情感，挖掘那些隱藏在內心深處的真相，好投稿為您帶來了七篇電路設計論文范文，愿它們成為您寫作過程中的靈感催化劑，助力您的創作。

篇(1)

電路設計尤其是超聲波信號的收發處理采用諸如TX734激勵電路、MAX2038回波放大處理電路等專用IC效果固然理想，但考慮到研發專用設備僅需小批量試制的因素，故在電路方案選型設計時遵循簡單實用、器件易于采購的原則，盡量選用通用元器件實現，系統電路主要由超聲波發射激勵和電源變換單元、超聲波回波信號處理單元、時間差測量單元、單片機控制和數據處理單元組成。排版布線亦盡量參照IC生產廠商的DEMO方案，采用貼片元件的雙面PCB設計制作，以提高樣機研發的一次性成功率。

1.1超聲波收發電路由于檢測裝置工作于井下，井口只為其提供了一路＋24V直流電源，各單元電路的工作電源需要依靠DC／DC變換電路獲得?？刂葡到y和信號處理系統使用的＋5V和±12V電源由LM2596－5．0承擔，其主路輸出＋5V／2A電源供單片機等數字系統使用，將其儲能電感改用5026－47μH環形功率電感，并在其上增加兩個輔助繞組，經整流、濾波和LM78（79）L12三端穩壓IC后產生±12V／0．1A直流電源供信號處理系統使用；超聲波發射采用了高壓脈沖激勵方式，＋200～300V激勵電壓由＋24V供電電壓經簡單的Boost升壓電路獲得，利用單片機送來的1ms周期、5μs脈寬脈沖信號控制MOSFET開關管實現對超聲波發射探頭的激勵，儲能電感選用TDK－NL565050T－822J－PF（8．2mH）貼片電感，NMOS開關管選用2N60即可。超聲波激勵及電源變換電路如圖2所示。經實測，激勵脈沖會在接收探頭中產生一個較大的諧振頻率為5MHz、大約5個周期的串擾信號，為此，接收電路設計了一個對發射激勵脈沖延遲6μs、持續30μs的使能控制信號，控制接收放大處理電路僅在使能信號有效期間實現回波信號的放大和輸出，使之能夠在鋼管內壁和外壁反射的一次、二次回波信號到來之前有效地消除激勵脈沖串擾的影響，使能控制信號時序關系見圖3。檢測裝置中用于時間差測量的TDC－GP2的典型應用是作為超聲波流量計、激光測距儀的時間間隔測量、頻率和相位信號分析等高精度測試領域。在這些應用中輸入信號一般都較強，經簡單處理后即可作為TDC－GP2的START、STOP控制信號使用，而該檢測裝置的超聲波回波信號尤其是多次反射回波信號非常微弱且雜波較大（實測回波信號大約在mV數量級），必須經高增益寬帶放大器放大和濾波、檢波、整形處理后才能勝任。寬帶放大器由AD604承擔，可獲得6～54dB的增益并可由VGN端電壓連續控制，可較好地滿足超聲波回波信號高速高增益放大的要求［2］?？紤]到僅需將回波信號放大處理后形成STOP控制脈沖即可，故電路僅利用可調電阻對2．5V基準電壓（由TL431產生）分壓獲得的VGN電壓進行增益設定，但設計電路亦有預留接口可用于接受經單片機和DAC輸出的AGC控制電壓，實現增益的閉環控制。AD604前級放大電路如圖4所示。帶通濾波器選用由MAX4104構成，設計中心頻率為5MHz，帶寬約為1MHz；鉗位和檢波由AD8036完成，具有卓越的鉗位性能和精度高、恢復時間短、非線性范圍小、頻帶寬的特點；檢波輸出信號的整形處理由MAX9141負責，這是一款具有鎖存使能和器件關斷功能的高速比較器，具有高速、低功耗、高抗共模能力和滿擺幅輸入特性等，回波信號經其整形處理后可獲得理想的脈沖前沿，并便于與TTL邏輯電平接口，還可以方便地實現回波信號輸出的使能控制。信號調理電路如圖5所示。

1.2時間差測量電路回波信號時差測量選用了德國ACAM公司的高精度時間間隔測量芯片TDC－GP2。TDC－GP2采用44腳TQFP封裝，內含TDC測量單元、16位算術邏輯單元、RLC測量單元及與8位處理器的接口單元和溫度補償單元等主要功能模塊，利用內部ALU單元計算出時間間隔，并送入結果寄存器保存。TDC－GP2基于內部的硬件電路測量“傳輸延時”，以信號通過內部門電路的傳輸延遲來實現高精度時間間隔測量，測量分辨率可達pS數量級，可以很好滿足項目測量的要求。單片機在給超聲波傳感器提供發射激勵脈沖的同時給TDC－GP2提供START信號指令使之開始計時工作，超聲波接收頭接收到的反射回波信號經放大、處理后作為STOP指令信號，由TDC－GP2完成兩次反射波時間間隔的測量。由前述可知，STOP與START信號的時間差大約在6～40μS之間，時差測量分辨率約為0．07μs，為此，設定TDC－GP2工作于“測量模式2”，在該模式下芯片僅使用通道1，可允許4個脈沖輸入，實現STOP1與START信號之間的時間差測量，測量范圍在60ns～200ms，然后，由TDC－GP2計算出各回波信號間的時間差Δt＝tB－tS＝tn－tn－1。測量原理如下：在輸入START信號指令后，芯片內部測量出該信號前沿與下一時鐘上升沿的時差，標記為Fc1；之后，計數器開始工作，得到predivider的工作周期數，并標記為Cc；這時，重新激活芯片內部測量單元，測量出輸入的STOP1信號的第一個脈沖（一次反射回波）前沿與下一時鐘上升沿的時差，標記為Fc2，將STOP1信號的第二個脈沖（二次反射回波）前沿與下一時鐘上升沿的時差標記為Fc3，……；Cal1和Cal2分別表示一個和兩個時鐘周期。

1.3單片機接口電路實現系統控制和數據處理的單片機選擇余地較大，項目結合TI公司中國大學計劃選用了美國德州儀器公司生產的MSP43016位單片機，具有16位總線、帶FLASH的微處理器和功耗低、可靠性高、抗強電干擾性能好、適應工業級運行環境的特點，很適合于作現場測試設備的控制和數據處理使用［4］。TDC－GP2其與單片機的通信方式為四線串行通信（SPI），利用MSP430的4個P2．x和P4．2I／O口實現GP2的選通、中斷和開始、結束使能以及復位等控制功能。MSP430除用來對GP2控制和數據處理外，還可以留出一些資源實現設備其他電路和動作機構的控制使用。單片機接口電路原理和程序流程分別如圖8和圖9所示。

2結束語

篇(2)

1.1基本原理LVDS驅動線路可以有多種結構，常見的包括單電源模式、雙電流電源和電壓模式。單電流源模式需要較大的電阻，如果采用傳輸邏輯實現電壓驅動，需要復雜的電路對電壓進行修正。因此在設計中可以選擇雙電流源模式進行驅動。電路如圖：雙電流源模式的電阻需求較小，可以方便的提供恒定電流，相對穩定。雙電流源模式，對PMOS管以及NMOS管進行分別設置，形成兩個電流鏡（M1、M2、M3、M4）。通過適當的調節可以保證電流輸出穩定在3.5mA。M2和M4、R組成偏置電路產生偏置電流，然后通過電流鏡映射到M1和M3端，為驅動電路提供電流。如果in1是高電平則M5、M8導通，M6、M7阻斷。電流從M5通過，從out1輸出，經過電阻控制后再從out2輸入，進入M8后經過M3，形成一個回路。這樣驅動電路輸出端out1和out2上的電流相反，形成一個差分信號。

1.2電路模型構建和分析按照前面的分析，M2和M4提供偏置電流，如果要保證電流經過電阻R的電流與偏置電流一致，并控制其參數，根據電流鏡的原理，只需要對M1的寬度進行調整，設置為M2的3.5倍。如果此時Ir=1則驅動電路工作電流為3.5mA。同時設定電阻R=200Ω，并確定M2和M4寬長比一致，設定二者漏極電流就可獲得其相對應的電壓。為了獲得穩定的工作電流3.5mA，設計要求M1和M3的漏極電流為3.5mA。根據電流鏡的工作原理，可以得到各個關鍵位置的基本參數。獲得相關的M2和M4的比值。在電路輸出后，為了保證反轉時性能的穩定，M5-M8管應保持參數一致。所以計算其中一個即可獲得其他的參數。在電流導通的時候M5是非飽和狀態，因此在輸出時LVDS的高電壓為1.25V，同時電流源的電流為3.5mA，所以MOS開關啟動的時候，漏流為3.5mA，而Vds則很小，為100mA。經過計算可以得到M5的寬長比。實際中往往取值較大，因為這樣可以減少溝道電阻，加快電平的轉換速度。通過仿真可以對LVDS的驅動器進行修正，最終獲得各個MOS管的尺寸、電阻和電容等，提高電路的性能。

2LVDS接受設計

在設計中電路的核心部分是接受電路，電路圖如下，in1和in2為LVDS輸入信號，經過運算和放大后，經由反向器輸出。按照電流鏡的基本原理其中M3和M4的參數一致。此時Id3為主導，Id4隨其發生改變，且二者相等。如果in1和in2相同，此時Id1=Id2；Id3=Id4.從而Id4=Id1=Id2，Iout為零。如果輸入的差分信號為共模則電流為零。如果輸入信號中in1大于in2則PMOS將發揮作用，此時電流只能從out端流出，而Iout大于零。相反則出現Iout小于零的情況，輸入的LVDS信號直接會導致Iout的改變。按照差分放大器的各種性能要求，利用相關公式即可獲得相關技術參數，各個點位的電壓和電流，如圖2中所示。

3結束語

篇(3)

1）實際導通時柵極偏壓一般選12～15V為宜；而柵極負偏置電壓可使IGBT可靠關斷，一般負偏置電壓選－5V為宜。在實際應用中為防止柵極驅動電路出現高壓尖峰，最好在柵射之間并接兩只反向串聯的穩壓二極管。

2）考慮到開通期間內部MOSFET產生Mill－er效應，要用大電流驅動源對柵極的輸入電容進行快速充放電，以保證驅動信號有足夠陡峭的上升、下降沿，加快開關速度，從而使IGBT的開關損耗盡量小。

3）選擇合適的柵極串聯電阻（一般為10Ω左右）和合適的柵射并聯電阻（一般為數百歐姆），以保證動態驅動效果和防靜電效果。根據以上要求，可設計出如圖1所示的半橋LC串聯諧振充電電源的IGBT驅動電路原理圖?？紤]到多數芯片難以承受20V及以上的電源電壓，所以驅動電源Vo采用18V。二極管V79將其拆分為＋12．9V和－5．1V，前者是維持IGBT導通的電壓，后者用于IGBT關斷的負電壓保護。光耦TLP350將PWM弱電信號傳輸給驅動電路且實現了電氣隔離，而驅動器TC4422A可為IGBT模塊提供較高開關頻率下的動態大電流開關信號，其輸出端口串聯的電容C65可以進一步加快開關速度。應注意一個IGBT模塊有兩個相同單管，所以實際需要兩路不共地的18V穩壓電源；另外IGBT柵射極之間的510Ω并聯電阻應該直接焊裝在其管腳上（未在圖中畫出），而且最好在管腳上并聯焊裝一個1N4733和1N4744（反向串聯）穩壓二極管，以保護IGBT的柵極。

2實驗結果及分析

在變換器的LC輸出端接入兩個2W／200Ω的電阻進行靜態測試。實驗中使用的儀器為：Agi－lent54833A型示波器，10073D低壓探頭。示波器置于AC檔對輸出電壓紋波進行觀測，波形如圖5所示。由實驗結果看，輸出紋波可以基本保持在±10mV以內，滿足設計要求。此后對反激變換器電路板與IGBT模塊驅動電路板進行對接聯調。觀察了IGBT柵極的驅動信號波形。由實驗結果看，IGBT在開通時驅動電壓接近13V，而在其關斷時間內電壓接近5V。這主要是電路中的光耦和大電流驅動器本身內部的晶體管對驅動電壓有所消耗（即管壓降）造成的，故不可能完全達到18V供電電源的水平。

3結論

篇(4)

電熱水瓶采用的是蒸氣智能感應控制，過熱保護，水煮沸自動斷電，具有保溫功能。電熱水瓶具有方便快捷等特點，如今已經進入尋常百姓家。雖然目前我國飲水機的普及率很高，但由于飲水機存在體積大，水溫不夠高，無法達到對生水高溫消毒，需重復加熱，使用不當存在二次污染等問題，也為電熱水瓶行業提供了機會。此外，電熱水瓶跟普通水瓶不同之處就在于電熱水瓶具有雙功能特性，既能持續的燒水又能長時間保溫。但市場上銷售的此類產品質量參差不齊，經市場考察和用戶反映，目前此類產品均存在干燒損壞保險不能報警，水溫不能準確讀出，保溫溫度不可調等缺點，給廣大消費者帶來了很多不便。

2新型電水瓶電路系統設計方案

從節能環保和延長壽命的設計思想出發，可舍棄電水瓶中原有的電路，利用單片機AT89C51作為主控芯片，設計加熱模塊(由P1．3控制)、溫度顯示模塊(由P0．0～P0．6控制)、溫度設置模塊(由P3．1、P3．2、P3．3控制)、聲光報警模塊(由P3．6和P3．7控制)、防傾倒模塊(由壓觸式開關控制)和防干燒模塊(由比較器和繼電器控制)，實現水溫的控制。

(1)加熱模塊

加熱模塊采用比較器和繼電器控制的復合電路，當用戶設置好溫度后，整個系統開始工作，發熱盤處于通電加熱狀態開始燒水，當水燒開后保溫系統啟動，溫度達到用戶設定溫度后，比較器同向輸入端電壓高于反向輸入端電壓，比較器輸出信號，三極管導通，繼電器吸合，加熱模塊停止工作，當溫度低于用戶設定值后，電路再次啟動，繼電器跳開，加熱盤接通電源，如此循環實現相對恒溫保溫功能，方便人們的日常飲水，如泡茶、沖咖啡、泡方便面等等，根據所需不同的溫度做相應的調整。

(2)溫度顯示模塊

溫度顯示模塊設計的出發點是為了使人們直觀地看到電熱水瓶中的實時水溫，如果水溫偏低，可以進行加溫操作，如果水溫偏高，可以進行降溫操作，滿足人們對水溫的不同要求。該模塊由3個共陽極的七段數碼管構成，其采用動態掃描的工作方式，用PNP三極管9012加以驅動，使顯示更加穩定更加清晰。驅動電路采用3個PNP三極管(如9012、8550等)，所有的發射極連在一起接+5V電源，集電極分別接每個數碼管的位選端(或公共端)，基極分別接偏置電阻后，接入段掃描驅動端口(單片機的P0口)。

(3)溫度設置模塊

溫度設置模塊進行溫度的設置和調整。電路中采用了3個按鍵K1、K2、K3，它們的功能分別是:溫度設置，加溫和減溫操作，為人們需要不同溫度的開水提供了便利。

(4)溫度傳感模塊

溫度傳感電路采用溫度傳感器DS18B20。DS18B20是可組網單總線數字溫度傳感器芯片。具有耐磨耐碰、體積小、使用方便、封裝形式多樣等特點，適用于各種狹小空間測溫。DS18B20與微處理器連接時僅需要一條線即可實現微處理器與DS1K8B20的雙向通信，在使用中不需要任何元件，可用數據線供電，通過編程實現9～12位的數字讀數方式，用戶可自設定非易失性的報警上、下限，支持多點組網功能，多個DS18B20可以并聯在唯一的三線上，實現多點測溫。DS18B20有兩種供電方式，一種是總線供電方式，該模式允許DS18B20工作于無外部電源需求狀態，寄生電源在進行遠距離測溫是非常有用的。溫度高于100℃時，不推薦使用寄生電源，因為DS18B20在這種溫度下漏電流比較大，通信可能無法進行。

(5)聲光報警模塊

聲光報警用于提醒用戶電熱水瓶是處于正常工作還是干燒狀態。該模塊有兩組報警，采用三極管驅動蜂鳴器，第一組報警是用于水燒開后的提示，此時綠色發光二極管LED燈閃爍，第二組報警是用于電熱水瓶干燒時的提示，此時紅色發光二極管LED燈閃爍。聲光報警電路的設計使得用戶不用打開電熱水瓶蓋子就可以獲知瓶內是否有水，避免了干燒損耗。

(6)防傾倒模塊

防傾倒模塊的設計是處于安全的考慮。防止人們特別是老人接開水或者小孩亂摸亂動電熱水瓶的過程中出現了電水瓶傾倒后熱水燙傷人的情況發生。該模塊采用目前市面上普遍采用的壓觸式開關(即使用一個能通過大電流的按鍵開關串聯到輸入回路中)，將它放到產品的底坐上，平時由于自身重力而處于閉合狀態，一旦水壺傾倒，按鍵開關彈開，從而切斷電源，保證安全。

(7)防干燒模塊

在以往的電熱水瓶中，當瓶內水偏少以致已無法出水而沒有及時往瓶內添加涼水時，電熱水瓶可能仍然在通電工作，達到一定程度電水瓶的保險被燒壞，如果想要繼續使用，就得拿到維修點進行維修，增大了使用成本。該模塊采用繼電器和比較器控制的復合電路，在水壺中放入一個惰性電極，利用不銹鋼水壺膽作為一個電極，利用比較器比較有水和無水時的電壓(由于電流相等，電阻越大分到的電壓就越多)，當水壺水位低于最低值時，系統默認為無水狀態，控制電路動作，繼電器斷開，加熱模塊停止供電。

3總結

篇(5)

關鍵詞：節能燈；電子線路設計；調光；充電；臺燈電路

0前言

隨著高科技的發展，節能燈也不斷的更新，它不但具有體積小、光效高、壽命長、耗電少、造型美觀、使用方便等特點；而且適用于各種使用要求的燈具應運而生，學生燈、書寫燈、應急燈、日光燈、霞光燈、晚餐燈、不同高度的落地燈等新品迭出。從而能夠很好的滿足人們方方面面的需要，受到人們的歡迎。

1普通調光臺燈電路

1.1亮度穩定的調光臺燈電路

本調光臺燈電路不僅可使亮度可調，而且調整后的亮度不會因電網電壓的波動而變化。電路如圖1所示。

電路原理如下。

（1）調光由R2、KP1和C1組成的阻容移相網絡決定晶閘管VT的導通角，當C1兩端電壓經R2、KP1充電上升到雙向觸發管的導通電壓時，雙向晶閘管VT被觸發導通；當交流電流過零時，VT自行關斷。調節KP1可改變C1的充電時間，從而改變VT在交流電正、負半周的導通角，以便得到需要的亮度。（2）穩定調光。R3、KP2及光敏電阻RG串聯后和C1并聯，在R3、KP2固定的情形下，分流的大小由光敏電阻RG的阻值決定。當電網電壓上升時，燈光亮度增加，RG受到的照度增大，阻值減小，分流增大，C1兩端電壓上升變慢，VT導通角變小，燈光亮度下降；反之亦然。這樣就自動地將輸出電壓穩定在需要數值，保證了燈光亮度不變。

1.2鍵控調光臺燈電路

本鍵控調光臺燈電路利用兩個輕觸式按鍵來調光，當輕觸其中一個按鍵時，光線將由強變弱，輕觸另一個按鍵時，光線又會由弱變強，從而滿足用戶對光線的要求。電路如圖2所示。

電路原理如下

VD1、VD2、C3、C2組成電容降壓式直流電源，MOS場效應管V、電容C1等組成雙向晶閘管VT的觸發電路。VW1、VW2為保護二極管，防止場效應管柵極被擊穿。當按下AN1時，C1經R2放電，V的柵極電位下降，漏極電流減小，VT的導通角變小，HL光線變暗；當AN1、AN2都松開時，由于場效應管的柵源電阻很大，C1兩端的電壓將基本不變，所以VT的導通角也將不變，光線穩定下來。

1.3光照控制自動調光臺燈電路

本自動調光臺燈能根據周圍環境照度強弱自動調整臺燈發光量。環境照度弱，發光亮度大，環境照度強，發光亮度就暗。電路如圖3所示。

電路原理如下。

當開關S撥向“2”位時，它是一個普通調光臺燈。KP、C和氖泡Ne組成張弛振蕩器，用來產生移相脈沖觸發晶閘管VT。一般氖泡輝光導通電壓為60-80V，當C充電到輝光電壓時，Ne導通，VT被觸發導通，達到調光的目的。調節KP能改變C的充電速度、從而改變VT的導通角，達到調光目的、R2、R3構成分壓器通過VD5也向C充電，改變R2、R3分壓比也能改變VT的導通角，使燈泡HL的亮度發生變化。當S撥向“1”位時，光敏電阻RG取代R3，當周圍光線較弱時，RG呈現高電阻，電阻分壓器在RG上的分壓值變高，電容C充電速率加快，振蕩頻率變高，VT導通角變大，HL兩端電壓升高，亮度增大；當周圍光線增強時，RG電阻變小，與上述相反，HL兩端電壓變低，亮度減小，從而實現自動調光的目的。2、調光、充電、應急臺燈電路的整體設計本電路具有調光、充電和應急照明三種功能。平時電網供電時，可進行調光并對電池充電；電網停電時會自動點亮應急燈。電路如圖4所示。

電路原理如下：

（1）調光。

接通開關S，電網供電時，交流電壓經電容C1降壓限流，再經VD1-VD4全橋整流后提供直流電壓使繼電器J1勵磁吸合，其常開觸點J1-1斷開切斷燈炮HL1的電流，HL1不會點亮；常閉觸點J1-3斷開，常開觸點J1-2閉合，燈泡HL2點亮。同時，電網電壓經VD7－VD10全橋整流、R1降壓限流后給調光控制電路供電，調光控制電路中，三極管V1、V2和R4、KP，C等構成張弛震蕩器，其輸出信號從V2的發射極取出作為晶閘管VT的移相觸發脈沖。調整KP即可改變張弛震蕩器的震蕩頻率，從而改變VT的導通角，也就改變了HL2的亮度，實現了調光功能。

（2）充電。

在HL2點亮的同時，電路對電池E充電、在電網電壓正半周時，VD5導通，VD6截止，E獲得充電電流；在電網電壓負半周時，VD5截止，VD6導通，電路停止對E充電。即E以脈動電流充電，且充電電流通過HL2，故調整HL2的亮度就可以改變充電電流的大小。

（3）應急。

在電網突然停止供電時，繼電器J1因失電而釋放，其常開觸點J1-2斷開，切斷調光及HL2電路，常閉觸點J1-1、J1-3閉合，電池E給HL1供電，實現應急照明。

3結束語

本文設計出了調光、充電、應急臺燈，從而解決了停電情況下光的危機，同時，本設計的思想可以應用到空調、洗衣機、電視機、電腦等其它產品的電子電路設計中去，具有重要的意義和廣闊的前景。

參考文獻

［1］深精虎.電路設計與制版——Protel99入門與提高［M］.北京：人民郵電出版社，1991.

篇(6)

1.1TEC工作原理

半導體制冷器（TEC）是以帕爾貼效應為基礎研制而成，其最基礎的元件是利用一只P型半導體和一只N型半導體連成的熱電偶。當通電后在兩個接頭處就會產生溫差，電流從N流向P，形成制冷面；電流從P流向N，形成制熱面。若干組熱電偶對串聯就構成了一個簡單的半導體制冷器。在制冷面或制熱面增加一個熱交換器就可以完成半導體制冷器與外界環境的能量交換。

1.2半導體激光器溫控電路設計

1.2.1半導體激光溫控電路原理

高穩半導體激光器一般都有內置半導體熱電制冷器（TEC）和溫度傳感器等相關的溫控元件來保證激光器管芯溫度可控。半導體激光器內置溫控系統基本工作原理如圖1所示。將溫度傳感器（常用負溫度系數的熱敏電阻）與激光器管芯安置在同一熱沉上，起到實時監測激光管芯溫度的作用。在常溫25℃時（在25℃時激光器的整體性能最為優良），通過調節由R1和R2組成的電阻網絡可以設定比較器的參考電壓值，在這里稱之為基準電壓。以25℃為參照，若LD管芯溫度相對升高，則熱敏電阻的阻值變小，比較器的負輸入端電壓相對變小，輸出電壓也隨著變化。TEC驅動源將驅使電流從N型半導體流向P型半導體形成制冷面，實現對LD管芯進行制冷。若LD管芯溫度相對降低，則熱敏電阻的阻值變大，比較器的輸入電壓相對變大，輸出電壓也隨著變化，TEC驅動源將驅使電流從P型半導體流向N型半導體，形成制熱面，實現對LD管芯制熱。

1.2.2TEC驅動源類型

半導體激光器的溫度控制系統需要滿足溫度控制精度高、響應速度快且穩定性高的要求，同時要能實現制冷和制熱雙向控制，以適應外界溫度變化和半導體激光器本身工作條件變化。一般情況下，TEC驅動源按驅動工作模式可以分為線性工作模式和脈寬調制工作模式（PWM）兩種類型。TEC驅動源線性工作原理：通過控制三極管的開關狀態可以控制驅動TEC的電流大小和方向，這種驅動方式的效率一般低于50%，需要為三極管提供良好的導熱通道，且有控溫“死區”。但這種模式有噪聲低和可靠性高等優點。TEC驅動源脈寬調制（PWM）工作原理：在PWM方式下，三極管工作在飽和狀態，而不是線性區域，只有當需要向負載供電時才導通。電路通過4個三極管來控制電流的方向和大小，電路結構呈H橋型。PWM方法可以有效地提高效率和降低功率部件的熱量，工作效率一般大于80%，能實現無“死區”溫控。但這種模式有著噪聲高和可靠性低等缺點。兩種驅動源在實際使用中各有利弊，具體采用何種驅動方式需要根據實際情況來最終確定。

2航天高穩激光源溫控電路設計方案

2.1MAX1968功能及其特點

MAX1968是MAXIM公司研制生產的一款高度集成具有紋波噪聲抑制功能的脈寬調制TEC驅動芯片，調制頻率為500kHz/1MHz；單電源供電，供電電壓范圍為3~5.5V；能夠實現最大3A雙向TEC驅動電流，完成對LD管芯的制冷或制熱。MAXIM公司研制生產的MAX1968芯片具有體積小、效率高、價格低和可實現雙向無死區溫控等優點，但也存在封裝材料簡單（塑料器件）和工作溫度范圍較窄等缺陷。

2.2MAX1968芯片設計電路及失效分析

2.2.1MAX1968芯片設計電路分析

MAX1968芯片資料有應用芯片電路推薦，從推薦電路應用方案來看，電路的設計在濾波、抑制紋波噪聲、LC濾波諧振電路等都做了詳細的考慮。在COMP引腳與GND之間焊接了0.01μF的電容，確保電流控制環的穩定工作。FREQ引腳接高電位，即內部振蕩器的開關頻率選擇為1MHz，這樣可以減小電容和電感值。按芯片資料推薦電路搭建芯片電路，將芯片使能引腳（SHDN）直接連接高電位，即當MAX1968芯片上電后芯片就需要工作，根據CTLI引腳的電壓輸入情況判斷TEC需要制冷或制熱，并立即實施。在實際使用過程中發現，在給該溫控電路上電瞬間，時有MAX1968失效的現象，具體表現為電源輸出電流急劇增大。

2.2.2MAX1968芯片失效分析

用立體顯微鏡、金相顯微鏡和晶體管特性圖示儀等儀器對兩只失效的MAX1968芯片進行了詳細分析，失效的情況完全相同，都是芯片的第5、6端之間以及第23、24端之間存在異常電應力，導致這幾端之間的鋁條燒壞短路所致。使用晶體管特性曲線圖示儀對這兩塊芯片進行引腳間特性測試，發現兩電路第6、8、10端（LX2）與第5、7端（PGND2）之間短路，第19、21、23端（LX1）與第22、24端（PGND1）之間短路。第9端（PVDD2）與第5、7端（PGND2）之間未見短路現象。將這兩塊芯片進行開蓋，在開蓋過程中，由于內部芯片尺寸較大，電路個別引腳經腐蝕后脫落，但經測試，短路現象依然存在，未破壞原始失效現象。在金相顯微鏡下，對兩塊芯片表面進行仔細觀察，發現兩塊芯片第5、6端以及第23、24端之間存在燒毀現象，如圖2所示。芯片為多層金屬化結構，從燒毀形貌分析，可能是下層鋁條燒毀后，導致上層鋁條燒毀短路。由于兩塊芯片失效現象一致，因此可以排除器件偶然缺陷導致失效的可能，應該是芯片失效與外部異常電應力導致內部場效應管擊穿。

2.3航天高穩激光源溫控電路設計方案

2.3.1完善MAX1968芯片電路設計

通過上述分析，結合芯片內部結構和TEC驅動源脈寬調制（PWM）工作原理，我們基本能判斷是芯片內部燒毀的通道發生在場效應管上。在試驗過程中發現，芯片失效是一個慢性漸變的過程，可以用14引腳（OS2）、15引腳（OS1）分別與GND的阻抗R和R'來表征，隨著上電次數逐漸增多，R和R'的阻值從開始的兆歐數量級慢性漸變到歐數量級，并最終失效。失效的原因認為是MAX1968芯片上電后，芯片就根據CTLI引腳電壓輸入情況判斷TEC需要制冷或制熱，并立即進行工作，上述過程在上電的一瞬間就會完成。這種輸入與輸出同時實施勢必會導致芯片內部有大的紋波電壓或大電流產生，因發熱而導致芯片失效。通過完善MAX1968芯片電路設計，在MAX1968的使能引腳中引入了毫秒級的延時，致使MAX1968芯片完成加電后再實施輸出工作。具體新的設計電路方案如圖3所示。通過大量的試驗證明阻抗R和R'的阻值不衰退，這說明對MAX1968芯片電路的完善是有效的。

2.3.2MAX1968新設計方案電路試驗驗證

根據完善電路特性搭建了對電路性能驗證比較的試驗平臺，試驗的基本思路是讓兩種電路（完善前和完善后）在帶同樣負載的情況下，分別對完善電路和未完善電路進行上下電連續沖擊，上、下電頻率同為13Hz，如圖4所示。在兩組電路的驗證中，完善之前的設計電路在經過約32min之后電源輸出電流突然增大，經測試發現MAX1968芯片已經失效。完善之后的設計電路在經過28天之后，測試MAX1968芯片的電性能依舊正常。由此可見對MAX1968設計電路的完善是有效的。

2.3.3航天高穩激光源溫控電路設計工程驗證

航天高穩激光源溫控電路，在某項航天測試（包括振動、沖擊、熱循環和熱真空等試驗）中各項指標都正常，最終順利完成了航天相關試驗。

3結束語

篇(7)

本項目的主要任務是用EPROM2764（存儲單元213，容量為8KB）設計定時控制電路。從存儲器角度來看，A0A1……A12是地址碼，D7D6……D0是數據，每輸入一個地址碼，輸出端將輸出一個數據；從控制過程角度看，A0A1……A12是控制過程對應的時間代碼，D7D6……D0是控制電路的開關，每給出一個時間代碼，輸出將給出該時刻對應的各電路執行信號?；诖耍肊PROM再配合時間脈沖發生器與二進制加法計數器，組合成任意的定時控制電路。

2實踐活動

2.1電路原理分析

基于EPROM2764設計定時控制電路如圖2所示。以半自動加工與裝配工作為例，通常由幾個工步組成，每個工步完成一定的動作，需要一定的時間，兩個工步之間要有一個間歇時間（如刀架的退回，鉆頭的退出），各工步可以由不同的執行機構（比如電機拖動）完成，需要用多路定時控制電路來控制。（1）工作原理比如：加工一個零件需要三個工步一次完成，第一工步需要10s，間隔2s，第二工步需要4s，間隔4s，第三工步需要2s，間隔2s，然后停止。時間流程表如表1所示。如圖2所示，使用EPROM芯片2764實現這一加工過程，此系統供電電壓為±12.5V，使用L7805穩壓芯片產生5V電壓給存儲芯片供電，用LED指示燈來指示加工動作（執行工步、間歇、停止），各工步操作時間的最大公約數為2s，以2s為步長設計，用555產生2s的時鐘脈沖送入到計數器74HC161，輸出的時間代碼送入到EPROM地址輸入端，輸出D6控制第一工步用紅燈LED1指示，D5控制第一工步間歇用黃燈LED2指示，D4控制第二工步用紅燈LED3指示，D3控制第二工步間歇用黃燈LED4指示，D2控制第三工步用紅燈LED5指示，D1控制第三工步間歇用黃燈LED6指示，D0為總控制使機器停止運作用綠燈LED7指示，將74HC161的CET端0，使74HC161的輸出的數據保持不再進行計數操作。2764是8K*8字節的紫外線擦除、電可編程只讀存儲器，單一的+5V供電，工作電流為75mA，維持電流為35mA，讀出時間最大為250ns，28腳雙列直插式封裝。各引腳的含義為：A0－A12為13根地址線，可尋址8K字節；D0-D7為數據輸出線；-E為片選線；-G為數據輸出選通線；PGM為編程脈沖輸入端；Vpp是編程電源；Vcc是主電源。存儲器2764的操作方式如下表2所示。（2）編程操作Vpp接+12.5V，-E接低電平，-G接高電平，輸入一定頻率的脈沖（如70Hz，不超過1KHz），該脈沖由uA741產生，D0-D7為數據輸入。使用撥碼開關對每個用到的地址進行編碼。（3）讀操作Vpp和接+5V，-E接低電平，-G接高電平，D0-D7為數據輸出。（4）EPROM2764的輸入輸出真值表如表3所示。

2.2PCB設計

運用Protel99SE，繪制原理圖，設計PCB。本控制電路的PCB設計如圖3所示。維護成本等諸多優點。海上風電的興起，使得部件吊裝成本大幅度增加因此維護成本低廉的直驅式逐漸成為未來風力發電場使用的主力機型。目前大多數故障模擬實驗臺用來模擬雙饋式風力發電機組，主要關注齒輪箱故障。但對于直驅式風力發電機組，其關注的重點部件如圖1所示。由圖1可見，除了主軸上的傳動部件，基礎塔架、葉片也是近年來出現較多故障的部件。而傳統的雙饋式風力發電機組故障模擬試驗臺，對于直驅式風力發電機組重點關注的低速主軸承，葉輪部位以及基礎塔架等部位，相應的故障模擬較少。對于直驅式風力發電機組故障模擬試驗臺的研究，目前的文獻較少。對于此類故障模擬平臺，其未來發展方向是在模擬風力發電機組工況的情況下，對機組故障進行模塊化模擬，綜合考慮低速主軸承故障，發電機故障，葉片故障，變槳軸承，塔架基礎故障等。

3總結