時間：2023-07-18 16:27:26
序論：寫作是一種深度的自我表達。它要求我們深入探索自己的思想和情感，挖掘那些隱藏在內心深處的真相，好投稿為您帶來了七篇偏置電路設計范文，愿它們成為您寫作過程中的靈感催化劑，助力您的創作。
關鍵詞：電壓比較器；運算放大器；閾值比較
1 前言
比較器是一種帶有反相和同相兩個輸入端以及一個輸出端的器件，該輸出端的輸出電壓范圍一般在供電的軌到軌之間，運算放大器亦是如此。
比較器具有低偏置電壓、高增益和高共模抑制的特點。運算放大器亦是如此。
運算放大器有如此多相似之處，但我們卻不能忽略他們的細微差別。
比較器擁有邏輯輸出端，可顯示兩個輸入端中哪個電位更高。如果其輸出端可兼容TTL或CMOS，則比較器的輸出始終為正負電源的軌之一，或者在兩軌間進行快速變遷。比較器設計用于開環系統，用于驅動邏輯電路，用于高速工作，即使過載亦是如此。
運算放大器有一個模擬輸出端，但輸出電壓不靠近兩個供電軌，而是位于兩者之間。這種器件設計用于各種閉環應用，來自輸出端的反饋進入輸入端。其偏置電流通常低于比較器，而且成本更低。運算放大器設計用于閉環系統，用于驅動簡單的電阻性或電抗性負載，而且不能過載至飽和狀態。
正是這些細微差別，比較器和運算放大器大多數時候會被區別對待，分別實現不同的功能。但若稍作改變，利用他們的相似之處，又可以解決一些實際問題。文章就運放OPA699同時作為運算放大器和電壓比較器進行接收電路設計，討論，并通過試驗結果進行現象分析。
2 光電探測電路原理
如圖1所示為光電探測電路原理圖，光電探測器通過偏置電路將接收到的光脈沖信號轉換為電壓脈沖信號，輸入到放大電路，經過一級放大和整形等操作，輸入到信號處理單元。
圖1 光電探測電路原理框圖
3 電路各部分設計及功能實現
3.1 光電探測器及偏置電路設計
光電探測器將光信號轉換為電信號，一般在設計中主要考慮響應度，響應時間，光譜響應范圍等參數。此設計中采用普通的硅PIN光電二極管，反向偏置電壓為5v，其在反偏電壓下工作電路如圖2：
圖2 光電探測器及偏置電路
3.2 放大電路設計及功能實現
3.2.1 放大電路設計
經光電二極管接收、轉換的信號，其幅度和信號比不足以滿足信號處理的要求，為了得到足夠的放大倍數和更高的信噪比，還需要進行信號的再放大。放大電路如圖3所示：
放大電路放大經光電二極管光電轉換之后的電信號，考慮到運算放大器的放大倍數基本由電阻決定，受溫度影響較小，在放大電路中選取TI生產的電壓反饋限幅運算放大器OPA699的組成所需的放大電路。OPA699的-3dB帶寬為1000MHz，壓擺率為1400v/？滋S，噪聲為4.1nV/，是一款高速低噪聲運算放大器，滿足基本的脈沖信號的放大需求。
運算放大器是一種雙電源器件，因而必須通過采用外部元件的某種偏置將運算放大器的輸出電壓偏置到供電電壓的位置，對于給定電源電壓，這種方法可實現最大輸入和輸出電壓擺幅。也就是說，為了避免削波現象，需使輸出電壓偏置到電源電壓的一半附近。但是若通過簡單的分壓器將同相引腳偏置到電源電壓的一半，極易引入低頻寄生振蕩或其他形式的不穩定現象。
該放大電路采用同相比例運算電路，進行單電源固定增益的放大，增益系數由R30/R29決定，本設計中設定放大倍數為5。
本設計中通過電容C34在分壓器的抽頭點設置旁路，用以處理交流信號。電阻R26為基準電壓提供直流回路，同時設定電路（交流）輸入阻抗。在本電路中，采用R27和R28組成的分壓器，該網絡的-3dB帶寬由R27、R28和C34構成，如設定R27/R28為2.4kHz/2.4kHz，C34電容值為0.1uF，則：
此設計對于1.33kHz以下的電源上存在的噪聲信號可以抑制掉。對于電容C34，若取值足夠大，能夠對分壓器電路通帶帶寬內所有頻率起到旁路的功能。該網絡設置有效法則是將極點設為-3dB輸入帶寬的十分之一。
3.2.2 放大電路功能實現情況
輸入脈寬為10ns的激光脈沖信號后，放大電路輸入信號和輸出信號情況如圖4所示。
由圖4可以看到，此電路能正常實現信號放大的，完全起到了放大高速微弱信號的作用。
3.3 閾值比較電路及電路實現情況
3.3.1 閾值比較電路
本設計中，閾值比較電路通過電壓反饋運算放大器OPA699作為電壓比較器實現，具體電路設計如圖5所示：
高輸入阻抗運算放大器OPA699作為比較器亦通過單電源實現，R33和R35實現將運算放大器的輸出電壓偏置到供電電壓的位置，R34則提供閾值電壓參考值，根據實際需要，此處設置閾值為200mV。電阻R32為基準電壓提供直流回路，同時設定電路（交流）輸入阻抗。
3.3.2 閾值比較電路工作情況
窄脈沖激光信號經放大輸出進入比較器，經閾值比較后輸出TTL脈沖信號，通過判別前沿獲取時間信息，放大電路輸出和閾值比較電路輸出的輸出波形如圖6所示：
由圖6可以看到，實現閾值比較功能的運算放大器OPA699能夠對脈寬為10ns的快速信號進行閾值判別，完全能夠滿足實際應用需要。
4 結束語
該電路中，單電源供電方式設計的放大電路有效解決了信號放大的問題，方便后續電路的處理；閾值比較電路能進一步得到足夠放大倍數的信號，有效地去除噪聲，提高信噪比，為后續進行信號處理提供了保證，也就是說，此類應用中，尤其對供電方式要求單一的應用中，將運算放大器用作比較器是一種可行的設計選擇。
運算放大器不但有單運放封裝，同時提供雙運放或四運放型號，這類雙核和四核型號比兩個或四個獨立運算器便宜，而且占用電路板面積更小，進一步節省了成本。另外，比較器專門針對干凈快速的切換而設計，因此其直流參數往往趕不上許多運算放大器。因而，在要求低輸入失調電壓和低輸入偏置電流等的應用中，將運算放大器用作比較器可能比較方便。
但是用作比較器的運算放大器沒有負反饋，因此其開環增益非常高。躍變期間，哪怕是極少量的正反饋也可能激發振蕩。反饋可能來自輸出與同相輸入之間的雜散電容，也可能來自共地阻抗中存在的輸出電流。雖然通過設計布局降低雜散電容等方法進行補償，但不穩定性的確是隱形存在的“不定時炸彈”。另外，將運算放大器用作比較器時，受飽和影響，其反應速度低于期望水平，如果高速非常重要，將運算放大器用作比較器可能達不到預期效果。
總之，文章提供了一種可行的光電探測電路的設計手段，在實際應用時，必須了解相關知識，以確保所選運算放大器能達到要求的性能。
參考文獻
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光電檢測技術是光學與電子學相結合而產生的一門新興檢測技術［1］。它主要利用電子技術對光學信號進行檢測，并進一步傳遞、儲存、控制、計算和顯示［2］。光電檢測技術從原理上講可以檢測一切能夠影響光量和光特性的非電量。它可通過光學系統把待檢測的非電量信息變換成為便于接受的光學信息，然后用光電探測器件將光學信息量變換成電量，并進一步經過電路放大、處理，以達到電信號輸出的目的［3］。然后采用電子學、信息論、計算機及物理學等方法分析噪聲產生的原因和規律，以便于進行相應的電路改進，更好地研究被噪聲淹沒的微弱有用信號的特點與相關性，從而了解非電量的狀態。微弱信號檢測的目的是從強噪聲中提取有用信號，同時提高檢測系統輸出信號的信噪比。
1光電檢測電路的基本構成
光電探測器所接收到的信號一般都非常微弱，而且光探測器輸出的信號往往被深埋在噪聲之中，因此，要對這樣的微弱信號進行處理，一般都要先進行預處理，以將大部分噪聲濾除掉，并將微弱信號放大到后續處理器所要求的電壓幅度。這樣，就需要通過前置放大電路、濾波電路和主放大電路來輸出幅度合適、并已濾除掉大部分噪聲的待檢測信號。其光電檢測模塊的組成框圖如圖1所示。
2光電二極管的工作模式與等效模型
2．1光電二極管的工作模式
光電二極管一般有兩種模式工作：零偏置工作和反偏置工作，圖2所示是光電二極管的兩種模式的偏置電路。圖中，在光伏模式時，光電二極管可非常精確的線性工作；而在光導模式時，光電二極管可實現較高的切換速度，但要犧牲一定的線性。事實上，在反偏置條件下，即使無光照，仍有一個很小的電流(叫做暗電流或無照電流1。而在零偏置時則沒有暗電流，這時二極管的噪聲基本上是分路電阻的熱噪聲；在反偏置時，由于導電產生的散粒噪聲成為附加的噪聲源。因此，在設計光電二極管電路的過程中，通常是針對光伏或光導兩種模式之一進行最優化設計，而不是對兩種模式都進行最優化設計［4］。
一般來說，在光電精密測量中，被測信號都比較微弱，因此，暗電流的影響一般都非常明顯。本設計由于所討論的待檢測信號也是十分微弱的信號，所以，盡量避免噪聲干擾是首要任務，所以，設計時采用光伏模式。
2．2光電二極管的等效電路模型
工作于光伏方式下的光電二極管的工作模型如圖3所示，它包含一個被輻射光激發的電流源、一個理想的二極管、結電容和寄生串聯及并聯電阻。圖中，IL為二極管的漏電流；ISC為二極管的電流；RPD為寄生電阻；CPD為光電二極管的寄生電容；ePD為噪聲源；Rs為串聯電阻。
由于工作于該光伏方式下的光電二極管上沒有壓降，故為零偏置。在這種方式中，影響電路性能的關鍵寄生元件為CPD和RPD，它們將影響光檢測電路的頻率穩定性和噪聲性能。CPD是由光電二極管的P型和N型材料間的耗盡層寬度產生的。耗盡層越窄，結電容的值越大。相反，較寬的耗盡層(如PIN光電二極管)會表現出較寬的頻譜響應。硅二極管結電容的數值范圍大約在20或25pF到幾千pF以上。而光電二極管的寄生電阻RPD(也稱作"分流"電阻或"暗"電阻)，則與光電二極管的偏置有關。
與光伏電壓方式相反，光導方式中的光電二極管則有一個反向偏置電壓加至光傳感元件的兩端。當此電壓加至光檢測器件時，耗盡層的寬度會增加，從而大幅度地減小寄生電容CPD的值。寄生電容值的減小有利于高速工作，然而，線性度和失調誤差尚未最優化。這個問題的折衷設計將增加二極管的漏電流IL和線性誤差。
3電路設計
3．1主放大器設計
眾多需要檢瀏的微弱光信號通常都是通過各種傳感器來進行非電量的轉換，從而使檢測對象轉變為電量(電流或電壓)。由于所測對象本身為微弱量，同時受各種不同傳感器靈敏度的限制，因而所得到的電量自然是小信號，一般不能直接用于采樣處理。本設計中的光電二極管前置放大電路主要起到電流轉電壓的作用，但后續電路一般為A／D轉換電路，所需電壓幅值一般為2V。然而，即使是這樣，而輸出的電壓信號一般還需要繼續放大幾百倍，因此還需應用主放大電路。其典型放大電路如圖4所示。
該主放大器的放大倍數為A=l＋R2/R3，其中R2為反饋電阻。為了后續電路的正常工作，設計時需要設定合理的R2和R1值，以便得到所需幅值的輸出電壓。即有
3．2濾波器設計
為使電路設計簡潔并具有良好的信噪比,設計時還需要用帶通濾波器對信號進行處理。為保證測量的精確性，本設計在前置放大電路之后加人二階帶通濾波電路，以除去有用信號頻帶以外的噪聲，包括環境噪聲及由前置放大器引人的噪聲。這里采用的有源帶通濾波器可選通某一頻段內的信號，而抑制該頻段以外的信號。該濾波器的幅頻特性如圖5所示。圖5中，f1、f2分別為上下限截止頻率，f0為中心頻率，其頻帶寬度為：
B=f2-f1=f0/Q
式中，Q為品質因數，Q值越大，則隨著頻率的變化，增益衰減越快。這是因為中心頻率一定時，Q值越大，所通過的頻帶越窄，濾波器的選擇性好。
有源濾波器是一種含有半導體三極管、集成運算放大器等有源器件的濾波電路。這種濾波器相對于無源濾波器的特點是體積小、重量輕、價格低、結構牢固、可以集成。由于運算放大器具有輸人阻抗高、輸出阻抗低、高的開環增益和良好的穩定性，且構成簡單而且性能優良。本設計選用了去處放大器來進行設計。
本設計選用了去處放大器來進行設計。
圖6所示的二階帶通濾波器是一種二階壓控電壓源(VCVS)帶通濾波器，其濾波電路采用有源濾波器完成，并由二階壓控電壓源(VCVS)低通濾波器和二階壓控電壓源高通濾波器串接組成帶通濾波器。
對于第一部分，即低通濾波器，系統要求的低通截止頻率為fc，其傳遞函數為：
第二部分為高通濾波器，系統要求的高通截止頻率為fc，其傳遞函數如下：
4完整的檢測電路設計
本光電檢測系統設計的完整電路如圖7所示。為方便表示，電路中的R2、R3即為前面等效電路模型中的RT、RF。前級部分由光電轉換二極管與前級放大器組成，這也是光電檢測電路的核心部分，其器件選用高性能低噪聲運算放大器來實現電路匹配并將光電流轉換成電壓信號，以實現數倍的放大。然而，雖然前級放大倍數可以設計得很大，但由于反饋電阻會引入熱噪聲而限制電路的信噪比，因此前級信號不能無限放大。
關鍵詞：智能化傳感器；儀表放大器；電路設計；應用
智能化傳感器中應用儀表放大器能夠有效收集和放大各種數據信息同時對共模信號還具有抑制的功能，但是在實際應用的時候需要充分考慮輸入共模電壓范圍、增益選擇、放大的差模信號頻率、濾波、偏置電流等設計問題。智能儀表儀器輸入的傳感器信號，一般都具有微小的特征，信號幅度比較小，且在應用的時候還會出現噪聲。文章結合儀表放大器結構和原理特點，結合實際具體分析儀表放大器的設計，結合每個電路的特點來為電路實驗操作和設計提供重要的支持。
一、智能化傳感器中儀表放大器的構成原理
儀表放大器的結構具體如圖所示。經過圖發現，儀表放大器主要由兩級差放大器電路共同構成，同相差分的輸入方式是A1和A2，通過同相輸入能夠在很大程度上提升電路的輸入阻抗，減少電路對微小信號的衰減。經過不同的差入輸入能夠讓電路對差模型信號進行放大處理，同時對共模輸入信號起到的重大作用是跟隨，從而讓送到后級差模信號和共模信號幅度值，也就是共模抑制比得到提升，在CMRR要求不發生變化的情況下，可結合實際適當的降低電阻精確匹配要求，從而讓儀表放大器線路比一般的差分放大線路具有更強大的共模抑制能力。
二、儀表放大器的電路設計
?智能化儀表放大器電路實現方案
現階段，智能化儀表放大器的實現方式分為兩種，一種是分立元件組成實現，另外一種是單片集成芯片作用實現。結合現有的元器件，具體以單運放和集成四運放為關鍵，結合具體實踐設計出四種儀表放大器電路方案。第一，由三個通用運放組成的三運放儀表放大器電路，并配合電阻電路、A1和A2，將同相互信號段的橋式信號輸入到相應的電路中。A1、A2和A3可應用LM741這種通用型運放替代。電路操作原理和構成和一般情況下應用的儀表放大器相同。第二，應用三個精確密度運放組成。第三，應用四運放集成電路為關鍵來實現，能夠將四種功能的獨立運放集成在一個芯片中，減少因為運放和制造工藝不同帶來的器件性能差異，同時應用統一的電源能夠在很大程度上降低電源本身的噪聲。第四，應用單片集成芯片實現，具有電路操作結構簡單、對電源要求低等方面的特點，在應用工作電源的情況下就能實現操作，設計效率和應用效率良好。【1】
?智能化儀表放大器性能測試分析
智能化儀表放大器電器電路的四種方案中應用的都是電阻組合而成的電橋電路形式，具體是將差分信號輸入轉變為單端的信號源V。智能化儀表放大器性能測試主要是從信號源的最大輸入轉變為最小輸入，具體轉變的數據信息如表一所示。智能化儀表放大器性能測試最大和最小輸入主要是指在給定的測試條件下，在電路信息輸入輸出不失真的情況下來進行信號源的輸入操作。仿真性的智能化儀表放大器性能要比一般測試性能高，在應用的時候不會受到外界的干擾。但是在實際測量中一般結合應用仿真測試和實際測試，先通過仿真測試確定電路結構和參數信息，之后通過實際電路測試對其性能指標和參數信息設置問題進行調整，在保證電路功能的基礎上提升電路設計總體效率。
?智能化儀表放大器電路設計需要注意的問題
?智能儀表放大器的共模范圍
在對智能儀表放大器內部結構分析之后發現，共模電壓的輸出電壓是相同的，差模電壓一般出現在增益電阻上，在電流經過之后智能儀表放大器會出現反饋電阻。因此可以證明，在輸入一定的差模電壓之后，反饋電阻電壓范圍會發生相應的變化。在輸入的共模電壓比電源電壓1.25V小的時候會達到理想狀態的共模抑制比，因而在共模電壓比較大的額時候需要選擇較高電壓的智能儀表放大器。【2】
?智能化儀表放大器共模電壓的頻率范圍
共模電壓的頻率越高，最終所能夠體現的抑制效果就越不好，并隨著頻率的增加不斷惡化這種情況。如果智能儀表放大器在100Hz的情況下很平坦，在頻率超過100Hz的時候，智能儀表放大器就會快速的下降，這種現象的出現不僅不會抑制高頻共模喜好，而且還會讓共模信號失去調節的作用。因而對于RF干擾性強的場合，要盡可能選擇共模抑制頻率范圍 強的儀表放大器。同時，要將高頻噪聲在達到精密智能化儀表放大器之前對其進行過濾操作。
?智能化儀表放大器的差模放大倍數
在理論下，調節智能化儀表放大器的增益就能將差模進行放大處理。但是實際上放大的差模和被測試的信號頻率存在很大的關聯。在被測試信號頻率高的時候，增益的倍數會在無形中降低。在輸入的信號頻率是10kHz的時候，增益的效果不會超過80倍。智能化x表放大器的設置可以參照各種類型儀表放大器的增益寬指標，在增益高的時候儀表放大器外接電阻會降低。【3】
?輸入偏置的電流回路設計
在偏置電流回路設計的時候，主要是指在智能儀表放大器的輸入端口中加入所需要的偏執電流。智能化儀表放大器的偏置電流分成多個納安的形式，加上智能儀表當大氣輸入阻抗能力強，偏置電流會隨著電壓的輸入變小，因此需要根據不同的適用場合來選擇偏執電流回路接地形式。
結束語
綜上所述，智能儀表放大器具有高精確度、低功耗、共模抑制性比較高的特點，被人們廣泛應用在數據采集和放大中，智能儀表放大器能夠對差分信號進行放大處理，對共模信號進行抑制。這個過程中需要考慮輸入的共模電壓范圍、增益選擇問題。文章在闡述儀表放大器電路結構、原理的基礎上，通過仿真測試和實際性能測試分析了四種類型的放大器電路，總結出各自的優缺點，并討論智能化儀表放大器在應用操作中需要注意的問題，旨在為相關人員設計儀表放大器提供重要的思路和意見參考。
參考文獻：
[1]蘇黎麗. 振動檢測技術在渦街流量計中的應用[J]. 自動化與儀器儀表，2016，02：48-49.
關鍵詞： RFID 低噪聲放大器（LNA） Smith圓 噪聲系數
1.引言
低噪聲放大器（Low-noise Amplifier，簡稱LNA）是處于RFID接收機最前端的關鍵部件，廣泛應用于移動通信、雷達、電子對抗及遙控遙測系統。它的主要作用是放大天線從空中接收到的微弱信號，降低噪聲干擾，提高接收信號靈敏度，以供系統解調出所需的信息數據，其噪聲、線性和匹配等性能直接影響整個接收系統的性能，筆者著重對實現增益可調和提高電路的線性度和穩定性、降低噪聲系數及改善電路的輸入/ 輸出匹配特性的方法進行了分析研究[1][3]。其設計的技術指標：工作頻率5.795GHz-5.815GHz；噪聲系數
2.低噪聲放大器設計
LNA設計模型如圖1所示：
所選元件ATF-54143 是一款高增益、寬動態范圍、低噪聲的E-PHEMT（增強模式偽形態高電子遷移率晶體管），只需要一個正的電壓偏置，器件體積小，電路集成度高，特別適用于450 MHz ― 6 GHz 頻段的通信系統。而且根據器件性能，在漏電流IDS為60 mA時能得到最高的三階截取點（IP3）和最低噪聲系數（NF），在漏電壓VDS為3 V 時，有較高的增益[2][3]。
2.1直流偏置電路的設計
首先，以ATF-54143 的柵極電壓VDS 作為掃描參數對元件的靜態工作點（漏極電流IDS 和漏極電壓VDS）進行仿真。再根據選定的VDS（3 V），IDS（60 mA），VGS（0.56 V）， 用公式（1）（2）（3）計算各偏置電阻值，其公式來自器件說明書。
此偏置電路的穩定系數K和B如圖3、圖4所示：
2.2輸入匹配網絡設計
輸入匹配網絡一般為獲得最小噪聲而設計，所以設計匹配網絡時首先考慮噪聲系數。輸入匹配網絡由元件的最佳噪聲反射系數Topt為主決定，以求得噪聲系數NF 降到最小[1]，根據S 參量仿真得到的最佳噪聲系數匹配條件，其輸入匹配網絡如圖5所示，其噪聲系及增益如圖6所示。
2.3 輸出匹配網絡設計
輸出匹配網絡一般是為獲得最大功率和最低駐波比而設計。設計匹配網絡時首先考慮最大功率及最低駐波比[2]，根據S 參量仿真得到的最佳輸出匹配，其輸出匹配網絡及響應如圖7，圖8所示。
前置LNA總電路設計如圖9，響應如SMITH圓圖10所示。
3.結語
低噪聲放大器作為RFID的前端，具有廣泛的應用性。在RFID中低噪聲放大器是必不可少的，本文設計的LNA能滿足短距離RFID小信號放大要求，可以用在RFID射頻電路前端和天線相連，但是設計仍然存在需要改進的地方。如果在穩定范圍內，適當增加帶寬，改善增益平穩度，降低噪聲系數，采用無源及有源器件，成本會更低，整個電路的性能會更好。
參考文獻：
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關鍵詞：CMOS帶隙基準；低溫度系數；電源抑制比
中圖分類號：TN710
文獻標識碼：B
文章編號：1004―373X(2008)04―004―02
1 引 言
基準電壓源廣泛應用于電源調節器、A／D和D／A轉換器、數據采集系統，以及各種測量設備，其精度和穩定性直接影響整個電路系統的精度和穩定性。基準源有很多種，其中，帶隙基準源憑借其低溫度系數、高電源抑制比、低基準電壓，以及長期穩定等優點，得到了廣泛的應用。近年來，模擬集成電路設計技術隨著工藝技術一起得到了飛速的發展，電路系統結構進一步復雜化。這對模擬電路基本模塊的電壓、功耗、精度和速度等，提出了更高的要求。傳統的帶隙基準源電路結構逐漸難以適應設計需求。本文在分析傳統帶隙基準原理基礎上，基于傳統的帶隙基準結構，重點改善基準源中運算放大器的性能，并對基準絕對數值進行補償，設計了一種低溫漂、高電源抑制比的基準電壓源電路。該電路帶有啟動電路和電流補償電路，采用差分放大器作為基準源的負反饋運放，放大器的偏置電流由放大器自身的輸出產生，提高了電源抑制比，直接對基準輸出做溫度補償和電流漂移補償，靜態電流約為10μA，溫度在0～100℃之間變化時溫度漂移不超過10 ppm／℃。
圖2為傳統帶隙基準源的基本結構，這種結構對放大器精度和對稱性要求較高，另外運放的失調電壓會影響基準源的精度。失調電壓與溫度和電源電壓有關，是基準源理論值與實際值之間誤差的主要來源。失調電壓的主要來源于晶體管之間不匹配、運放輸入級MOS管預置電壓不匹配、運放的有限增益等。針對上述問題，本文提出一種帶隙結構，重點改善基準源中運算放大器的性能，其中為了減小運放失調電壓對基準源的影響，采用差分運放、提高運放增益、加入反饋減小失調電壓，從而提高電壓基準源的精度，并對基準絕對數值進行補償，設計一種低溫漂、高電源抑制比的基準電壓源電路。
3 電路設計及工作原理
如圖3所示，帶隙基準源電路帶有啟動電路和反饋電路，采用差分放大器作為基準源的負反饋運放，放大器的偏置電流由放大器自身的輸出產生，直接對基準源輸出做溫度漂移補償，提高了電源抑制比。
由式(6)可見，環境溫度在0～100℃之間變化時，該電路輸出電壓溫度系數小于10 ppm／℃。
【關鍵詞】發動機；離子電流；檢測；設計實現
1.引言
在最近的實驗研究中，一種新的發動機工作情況檢測方法——離子電流檢測法得到國內外研究人員的密切關注。當發動機工作室，由于工況不同，燃氣密度不同，通過火花塞離子電流的大小及變化也不同，因此利用火花塞電極作為信號感受器可以檢測各種不同發動機信號[1]。離子電流檢測法主要有兩大優點：首先是便于安裝，直接用火花塞作為傳感器，結構簡單對發動機結構無損壞，測試原理比較簡單，電路易實現，可以用在工程測量方面；其次是價格較低，可以大范圍運用。
本文所介紹的點火測試系統主要是模擬四缸發動機的運轉，通過MCU發出四路相位差為90度的脈沖信號來模擬，同時脈沖信號的占空比可以根據點火能量實時調整。而離子電流檢測部分則主要對火花塞產生的離子電流信號的提取并進行放大處理高壓隔離后進行檢測。該檢測儀的最大特點是在不需要特殊的傳感器的情況下進行能夠方便的進行檢測。
2.發動機點火系統和離子電流檢測電路
2.1 點火系統的工作原理
圖2-1為初級電路等效電路圖，由電源（蓄電池），電阻，點火線圈的初級繞組，觸點和電容組成。具體工作過程為：當觸點閉合時，初級電流通過電源，附加電阻，再流過點火線圈的初級繞組，其中初級電流的增長方式是按照指數規律而增長的，并且初級電流存在極限值，這個極限值約為UB/R。在初級電流不斷增長的同時，初級繞組中產生自感電勢，次級繞組相應產生電勢，大小為1.5KV到2KV，但是這個電勢不足以擊穿火花塞的間隙。
2.2 離子電流電測法的原理
離子電流檢測法就是根據外加偏置電壓后，發動機燃燒室內火花塞兩電極之間產生的離子電流進行分析檢測，從而得知發動機運轉情況的方法[2]。由于火花塞離子電流信號中包含大量發動機運轉和燃燒的相關信息，因此我們可以通過對離子電流信號的采集及處理，提取出我們所需要的發動機運行參數，以保證發動機時刻保持在最佳運行狀態。應用這些運行參數，我們也可以完成對發動機的運轉狀態實時監控，同時可以處理反饋的信息完成相應的控制，也可以對發動機進行故障檢測。
3.發動機離子電流檢測儀的設計實現
3.1 MCU控制部分電路設計
動電路部分將MCU發出的脈沖信號放大直接與點火線圈相連，另外設置了保護電路將信號反饋給MCU部分保護整個測試系統。兩部分之間采用光電耦合器進行光電隔離。MCU整體的原理圖設計如圖3-1所示，晶振為12M。
3.2 驅動部分電路設計
為了使整個點火測試系統比較安全可靠，MCU部分和驅動部分分別設計成兩塊PCB板，MCU完成控制顯示功能，驅動部分則與點火線圈相連，根據MCU發出的控制信號控制點火線圈的充放電。兩部分之間用光電耦合器隔離開。一路驅動電路的設計如圖3-2所示。
3.3 離子電流檢測部分電路設計
離子電流檢測部分的作用主要是將離子電流信號從發動機中取出并且轉變為電壓信號，該電壓信號經過儀表放大器的放大處理后，通過隔離放大器和A/D轉換后即可送入單片機進行處理[3]。由于發動機點火時火花塞兩端有很高的電壓，達到上萬伏，因此不能夠直接加400V的偏置電壓，必須要采取隔離措施，這里在設計時采取的是用高壓硅堆進行隔離的方法，即在400V偏置電壓和高壓線圈之間串入高壓硅堆[4]。加400V的偏置電壓的目的是為了將離子電流信號取出，同時通過電阻R2轉變為電壓信號。離子電流檢測的原理圖如圖3-3所示。
3.4 主程序結構框架
主程序的總體結構比較簡單，首先是開機歡迎界面的顯示，這是通過調用相應的顯示子程序實現的，同時要加2秒的延遲。接著就進入循環部分，這部分首先進行A/D轉換相應子程序的調用，完成A/D轉換同時顯示在液晶屏上，這樣就可以實時觀察電池電壓，然后就不斷判斷四個按鍵哪個鍵被按下，若被按下則執行相應的功能，執行結束后返回循環，繼續判斷，若沒有鍵被按下，則重新開始循環檢測。具體的流程圖3-5所示。
4.結論
本文以火花塞離子電流法采集火花塞點火時形成的離子電流信號作為開發目標，對所涉及的基本理論知識、硬件電路的設計和軟件程序的編寫作了較為詳細的介紹。火花塞離子電流檢測技術是一項新興的發動機燃燒狀態檢測技術，由于自身存在很多優勢，因此它受到了研究者的廣泛關注。雖然目前由于技術的局限的適用范圍還比較有限，但是我相信隨著研究者的不斷深入研究，離子電流檢測技術會進一步發展，這項技術一定會在未來得到廣泛的應用，在檢測發動機工作情況的領域中一定會占據主導地位。
參考文獻
[1]吳筱敏.Jae-OuChae.離子電流法在發動機燃燒室內工作過程檢測中的應用[J].西安交通大學學報，1998（9）：24-30.
[2]白華.基于離子電流法的汽油機燃燒狀態動態檢測[D].南京航空航天大學碩士論文，2007：4-5.
[3]何立民.51單片機系統的設計[M].北京航空航天大學出版社，2008，9.
【關鍵詞】帶隙基準 過溫保護電路
1 引言
近年來，隨著工藝水平的進步，模擬集成電路設計也得到快速發展。在眾多模擬電路中，帶隙基準源是其設計中不可或缺的一個單元模塊，它為系統提供直流參考電壓。而在集成電路中由于電路功率較大，聚集的熱量使電路的溫度升高，因此采用合適的過溫保護電路保證電路正常工作。
2 電路的實現與分析
本文的帶隙基準及過溫保護電路如圖1所示。主要包括三個部分：啟動電路、帶隙基準核心電路、過溫保護電路。
2.1 啟動電路
啟動電路在電源上電時能驅使電路擺脫簡并偏置點。當電路上電初始，電路處于簡并偏置點狀態，輸出電壓為零，此時Vref通過反相器，輸出高電平使MN1管導通，對電容C充電，迅速提高MP2、MP5～MP7管柵極電位，使電路進入正常狀態。一旦Vref輸出高電平，驅使MN1管截止，啟動電路不工作。
2.2 帶隙基準核心電路
在帶隙的主體結構中，由于運算放大器的作用，該部分在負反饋下，保持 VA、VB兩點電位近似
相等。
得： （1）
結合上式和正溫度系數得：
（2）
進而得：
（3）
（4）
由（3）和（4）得：
（5）
由式（5）知，只要適當選取R2/R1和n值即可得到與溫度無關的基準電壓。
2.3 過溫保護電路
過溫保護電路一般利用晶體管的基極-發射極電壓VBE的負溫度系數原理來設計，其基極-發射極電壓為：
（6）
正常情況下，Vout輸出低電平，MN8管導通，此時結點F電壓為：
（7）
當電路達到熱關閉臨界溫度時，得：
（8）
芯片熱關斷后，輸出高電平，MN8截止，可得：
（9）
基于以上分析，通過調節 R5和 R6的值，可以得到需要的溫度門限。
3 仿真結果
Hspice仿真分析如下：
圖2為基準電壓隨電源電壓的變化曲線，可以看出，電源電壓在4V～7V時，其電壓僅變化了6mV。
圖3為基準溫度掃描仿真，結果-30℃～120℃內輸出電壓變化約為3.7mV，可計算溫度系數：
圖4為過溫保護電路曲線。可以看出，當溫度達到120℃時，電路輸出高信號，當溫度下降到100℃，輸出低信號；該電路存在20℃溫度回滯。
4 結束語
基于帶隙基準及過溫保護電路在模擬電路中的廣泛應用，本文提出了結構簡單的高性能帶隙基準及過溫保護電路。Hspice仿真表明電路在溫度特性、電源抑制比和過溫保護等方面具有良好的性能。整個電路雖然結構簡單，但有一定的適用價值。
參考文獻
[1]倪園婷，鄒建南.一種高精度帶隙基準設計[J].廈門大學學報，2014，53（6）：903-906.